就“能源之星”的新版固態照明尺度而言，這尺度的一項重要特點是請求多種住宅照明產品的功率因數最低要達到0.7，其中的一些典范產品有便攜式臺燈、櫥柜燈及戶外走廊燈等。這類LED照明利用的功率一般在1到12W間，屬于低功率利用。這類低功率利用最合適的電源拓撲結構是隔離型反激拓撲結構。不利的是，現有用于設計這些電源的尺度設計技巧通常使得功率因數(PF)僅在0.5至0.6的范疇。本文將分析現有設計功率因數低的原因，探討改良功率因數的技巧及解決計劃，先容相干設計過程及分享測試部分數據，顯示這參考設計如何輕松符合“能源之星”固態照明規范對住宅LED照明利用功率因數的請求。
設計背景
典范離線反激電源轉換器在開關穩壓器前面采用全波橋整流器及大電容，選擇這種配置的原因是每2個線路周期內線路功率下降，直到零，然后上升至下一個峰值。大電容作為儲能元件，彌補相應所缺失的功率，為開關穩壓器供給更加恒定的輸進，保持電能流向負載。這種配置的功率利用率或輸進線路波形的功率因數較低。線路電流在接近電壓波形峰值的大幅度窄脈沖處耗費，引進了干擾性的高頻諧波。
業界有關無源(Passive)功率因數校訂(PFC)的計劃眾多，這些計劃通常都應用較多的額外元器件，其中的一種計劃就是谷底填谷(valley-fill)整流器，其中采用的電解電容和二極管組合增大了線路頻率導通角，從而改良功率因數。實際上，這個過程利用高線路電壓以低電流給串聯電容充電，然后在較低電壓時以較大電流讓電容放電給開關穩壓器。典范利用應用2個電容和3個二極管，而要進一步加強功率因數性能，則應用3顆電容和6個二極管。
圖1：典范填谷電路
固然填谷整流器提高了線路電流的利用率，但并未給開關穩壓器供給恒定的輸進。供給應負載的功率會有較大紋波，達線路電源頻率的2倍。需要指出的是，仍然需要4個二極管來對線路電源整流，使這種計劃所用的二極管數目達到7個或10個。這些二極管及多個電解電容增加了計劃本錢，下降了可靠性，并占用了可觀的電路板面積。
另外一種計劃是在反激轉換器前采用有源(Active) PFC段，如NCP1607B。這種計劃供給典范性能高于0.98的優良功率因數，但增加了元件數目、下降了效率及增加了復雜性，最實用的功率電平遠高于本利用的功率電平。
解決計劃
高功率因數通常需要正弦線路電流，且請求線路電流及電壓之間的相位差極小。修正設計的第一步就是在開關段前獲得極低的電容，從而得到更貼近正弦波形的輸進電流。這使整流電壓追隨線路電壓，產生更幻想的正弦輸進電流。這樣，反激轉換器的輸進電壓就以線路頻率的2倍追隨整流正弦電壓波形。假如輸進電流保持在雷同波形，功率因數就高。供給應負載的能量就是電壓與電流的乘積，是一個正弦平方(sine&#8722；squared)波形。由于這種正弦平方波形的能量傳遞，負載將遭遇線路頻率2倍的紋波，本質上類似于填谷電路中呈現的紋波。
如上所述，輸進電流必需保持在幾近正弦的波形，從而實現高功率因數。高功率因數的關鍵在于通過將反饋輸進保持在與線路頻率相干的恒定電平，不答應把持環路針對輸出紋波來校訂。一種選擇是大幅增加輸出電容，從而減小120 Hz紋波量，某些利用可能請求應用這種計劃。假如頻率高于可見光感知范疇，通用照明利用的LED更能容忍紋波。更為緊湊及便宜的計劃是濾除返回至PWM轉換器的反饋信號，確立接近恒定的電平。這個電平固定了電源開關中的最大電流。電源開關的電流由施加的瞬態輸進電壓除以變壓器低級電感再乘以電源開關導通時間長度來斷定。
安森美半導體的NCP1014LEDGTGEVB評估板經過了優化，可以驅動1到8顆大功率高亮度LED，如Cree XLAMP&reg； XR&#8722；E/XP&#8722；E、Luxeon&#8482； Rebel、Seoul Semiconductor Z&#8722；POWER&reg；或OSRAM Golden Dragon&#8482；。這設計基于集成了帶內部限流功效的高壓電源開關的緊湊型固定頻率脈寬調制(PWM)轉換器NCP1014構建。由于NCP1014采用固定頻率工作，電流不能上升到高于某個特定點；這個點由輸進電壓及開關周期或導通時間結束前的低級電感來斷定。由于導通時間的限制，輸進電流將追隨輸進電壓的波形，從而供給更高的功率因數。相干電路圖見圖2。
圖2：NCP1014LEDGTGEVB電路圖
設計過程
較高的開關頻率可以減小變壓器尺寸，但同時會增加開關損耗。本參考設計選擇了100 kHz版本的NCP1014作為平衡點。這個單片轉換器的能效預計約為75％，因此，要供給8 W輸出功率，預計需要10.6 W的輸進功率。輸進工作電壓范疇是90到265 Vac。NCP1014包含安森美半導體的動態自供電(DSS)電路，借減少元件數目簡化了啟動。這集成把持器的散熱考慮因素決定了最大輸出功率。電路板上的銅區域會散熱并降溫。當轉換器工作時，反激變壓器上的偏置繞組會封閉DSS，下降轉換器的功耗。較低的工作溫度使更多的電能可以供給應負載。
下文簡略先容本參考設計各電源段所選擇的元器件及部分相干選擇理據。
1) 電磁干擾(EMI)濾波器
開關穩壓器從輸進源耗費脈沖電流。有關諧波含量的請求限制了電源輸進電流的高頻分量。通常濾波器由電容和電感組成，可以削弱不良信號。輸進線路上連接的電容以與輸進電壓呈90° 的異相電流導通，這種轉移電流通過位移輸進電壓與電流之間的相位下降了功率因數，故需要在濾波需求與保持高功率因數之間取得平衡。
根據電磁干擾的屬性及濾波器元件的復雜特征，電容C1和C2起始選擇了100 nF電容。選擇的差分電感L1用于供給L-C濾波器頻率，約為開關頻率的1/10。所應用的電感值是：
實際設計中選擇的是2.7 mH電感，這是一個尺度電感值。基于這個出發點，根據經驗來調節濾波器以符合傳導干擾限制。電容C2增加到了220 nF，從而供給干擾限制余量。電阻R1限制浪涌電流，并在呈現故障時供給易熔元件。根據利用環境的不同，可能需要熔絲來滿足安全請求。留心在低級總電容較小的情況下浪涌電流較小。
2) 低級鉗位
二極管D5、電容C3和電阻R2組成鉗位網絡，把持由反激變壓器泄漏電感造成的電壓尖峰。D5應當是一個快速恢復器件，額定用于應對峰值輸進電壓及反射到變壓器低級上的輸出電壓。600 V額定電流為1 A的MURA160快速恢復二極管是D5的合適選擇。電容C3必需接收泄漏的能量，同時電壓只有極小的增加，1.5 nF的電容足以用于這類低功率利用。電阻R3必需耗散泄漏的能量，但并不必需會下降能效。該電阻根據經驗選擇47 kΩ。需要留心的是，該電阻和電容C3的額定電壓是125.5 V。
3)偏置電源
二極管D6對偏置繞組供給的電源整流。200 mA電流時額定電壓為100 V的MMBD914二極管是D6的合適選擇。低級偏置由電容C4、電阻R3和電容C5來濾波。選擇的C5為2.2&micro；F，C4為0.1&micro；F，R3為1.5 kΩ。
4) 輸出整流器
輸出整流器必需蒙受遠高于630 mA均勻輸出電流的峰值電流。最大輸出電壓為22 V，整流器峰值電壓為93.2 V。所選擇的輸出整流器是3 A、200 V、35 nS的MURS320，供給低正向壓降及快開關時間。2,000&micro；F的電容將輸出紋波電流限制在25％，或是峰-峰值144 mA。
5) 電流把持
通過監測與輸出串聯的感測電阻RSENSE的壓降，保持恒定的電流輸出。電阻R11連接感測電阻至通用PNP晶體管Q1的基極-射極結。當感測電阻上的壓降約為0.6 V時，流過R11的電流偏置Q1，使其導通。Q1決定了流過光耦合器U2的LED的電流，并受電阻R4限制。光耦合器U2的晶體管為NCP1014供給反饋電流，把持著輸出電流。
設定輸出電流Iout=630 mA則請求感測電阻RSENSE=0.85 Ω。感測電阻由4顆并聯的元件R6、R7、R8和R9組成，選擇R6和R7的阻值為1.8 Ω，選擇R8的阻值為10 Ω，而讓R9開路，從而產生約0.83 Ω的總感測電阻。
6) 功率因數把持
在本電路中保持高功率因數有賴于緩慢的反饋響應時間，僅支撐給定輸進電源半周期內反饋電平略有轉變。對于這種電流模式的把持器件而言，最大峰值電流在半周期內幾乎保持恒定。與傳統反饋系統相比，這就改良了功率因數。電容C6供給慢速的環路響應，克制NCP1014的內部18 kΩ上拉電阻及來自反饋光耦合器晶體管的電流。從經驗來看，電容C6斷定在22&micro；F至47&micro；F的范疇之間。
7) 變壓器
本LED驅動器請求的最低輸進電壓為90 Vac，相應的峰值為126 Vac，在輸出功率Po=8 W、效率(η)=0.75及Vin=126 V的條件下，盤算出的峰值電流Ipk=0.339 A。再應用100 kHz的開關頻率(fSW)值，盤算出低級電感(Ip)=1858&micro；H。
這個功率等級合適選擇窗口面積(Ac)為0.2 cm2的E16磁芯。最大磁通密度設定為3 kG，可以盤算出的低級匝數為105匝(T)。輸出電壓限制為22 V，用于開路負載事件下的保護。為了供給一些輸出電壓余量及下降占空比，輸出電壓值增加50％，達到33 V。次級最小匝數(Ns)將是約20匝。
NCP1014需要最低8.1 V的電壓，使轉換器工作時DSS功效免于激活。最低LED電壓設計為12.5 V，低級偏置繞組匝數(Nb)約為13匝。
8) 開路保護
齊納二極管供給開路負載保護。開路電壓由二極管D8電壓、電阻R4壓降及光耦合器LED電壓之和斷定。所選擇的齊納二極管D8的額定電壓為18 V。
9) 泄漏電阻器及濾波器
電阻R10及電容C10供給小型的放電通道，并過濾輸出噪聲。
10) 模仿調光
本參考設計包含一個可選的把持部分，以實現模仿電流調節的調光。出于這個目標，可以增加電阻R12、R14、R15、二極管D9、晶體管Q2等元器件從及至電位計R13的連接。本設計所選擇的電阻R12的阻值為1 kΩ，調光電位計R13為10 kΩ，R14為820 Ω，R15為1 kΩ。
11) 電容壽命
LED照明的其中一項考慮因素是驅動器與LED應當具有相當的工作壽命。固然影響電源可靠性的因素眾多，但電解電容對任何電子電路的整體可靠性至關重要。有必要分析本利用中的電容，并選擇適當電解電容，從而供給較長的工作壽命。電解電容的可用壽命在很大程度上受環境溫度及內部溫升影響。本參考設計選擇的電容是松下的ECA-1EM102，額定值為1000 ?F、25 V、850 mA、2,000小時及85℃。在假定50℃環境溫度條件下，這電容的可用壽命超過12萬小時。
測試成果
相干測試數據是NCP1014LEDGTGEVB評估板在負載為4顆LED、工作電流約為630 mA條件下測得的，除非另行有闡明。圖3及圖4是不同條件下的能效丈量數據。圖5顯示的是不同線路電壓條件下的功率因數。需要指出的是，輸進電壓在90 Vac至135 Vac范疇內時，功率因數高于0.8，遠高于“能源之星”的LED住宅照明利用功率因數請求。
圖3：Vin=115 Vac、不同輸出負載時的能效
圖4：Pout=8.5 W、不同線路電壓時的能效
圖5：不同線路電壓時的功率因數
總結：
“能源之星”尺度為固態照明供給了量化請求，使LED驅動器面臨一些新的請求，如功率因數校訂。這就請求新奇的解決計劃來滿足這些請求，同時還不會增加電路復雜性及本錢。本文聯合優化的NCP1014LEDGTGEVB評估板，先容了安森美半導體的離線型8 W LED驅動器參考設計的設計背景、解決計劃及設計過程，并分享了相干能效及功率因數測試成果，顯示這參考設計供給較高的能效，符合“能源之星”固態照明尺度的功率因數請求，非常合適這類低功率LED照明利用。
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